Войти в мой кабинет
Регистрация
ГОТОВЫЕ РАБОТЫ / ДИПЛОМНАЯ РАБОТА, РАЗНОЕ

Исследование узкополосного ключевого усилителя мощности.

irina_krut2020 2750 руб. КУПИТЬ ЭТУ РАБОТУ
Страниц: 110 Заказ написания работы может стоить дешевле
Оригинальность: неизвестно После покупки вы можете повысить уникальность этой работы до 80-100% с помощью сервиса
Размещено: 19.03.2020
Выпускная квалификационная работа содержит 115 страниц машинного текста, 39 рисунков, 6 таблицы и 28 использованных источников. УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ, КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ, ФОРМИРУЮЩИЙ КОНТУР, ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР, ФИЛЬТР ГАРМОНИК, УСТРОЙСТВО УПРАВЛЕНИЯ ЗАТВОРОМ, ФОРМИРОВАТЕЛЬ СИГНАЛА ВОЗБУЖДЕНИЯ. Объектом исследования является усилитель мощности КВ диапазона. Цель работы – исследование узкополосного усилителя мощности КВ диапазона, исследование структурной схемы усилителя мощности в целях определения оптимальной функциональной схемы для получения радиотехнических характеристик, выполняющих требованиям ТЗ. В ходе исследования был проведен литературный обзор аналогов и прототипов усилителей мощности, параметры которых близки к характеристикам усилителя мощности заданного техническим заданием, исследована и выбрана элементная база удовлетворяющая требованиям ТЗ, проведен расчет усилителя, его макетирование, проведено исследование полученных результатов в ходе расчета и измеренных параметров макета.
Введение

Высокоэффективные усилители мощности необходимы в тех случаях, если питание от источника постоянного тока ограничено, например, носимые радиостанции, работающие от батарей и используемые в современных системах связи, где постоянная большая мощность обходится очень дорого. Системы, у которых вес и размер – ограничены и, следовательно, большие и мощные источники питания неприемлемы. Все эти системы требуют, чтобы усилители мощности работали более эффективно, т.е. имели высокий коэффициент полезного действия. Так высокоэффективные усилители должны обладать высоким подавлением гармонических составляющих сигнала. Высокоэффективные усилители мощности требуют меньший постоянный ток для получения такой же по величине выходной мощности, что и менее эффективные усилители мощности. С другой стороны, небольшой постоянный ток означает, что необходимый источник питания иметь небольшие габариты. Что касается самих усилителей мощности, мене эффективные усилители мощности выделяют больше количество тепла в процессе усиления. Если тепло полностью не поглощается соответствующим теплоотводом, это может привести к ухудшению или уходу характеристик и даже повреждению устройства. Кроме того, в этих системах с ограниченными габаритами достаточное охлаждение, выполняемое теплоотводом, непрактично. Актуальность темы исследования заключается в определения оптимальной функциональной схемы для получения радиотехнических характеристик, выполняющих и превосходящих требования ТЗ, в результате разработки. Предмет исследования – узкополосный ключевой усилитель мощности. Объект исследования – структурная схема усилитель мощности КВ диапазона. Цель дипломной работы – исследование структурной схемы усилителя мощности в целях определения оптимальной функциональной схемы для получения радиотехнических характеристик, выполняющих требованиям ТЗ. Для достижения целей исследования поставлены следующие задачи: 1. Литературный обзор аналогов схем ключевых усилителей мощности. 2. Исследование вариантов построения функциональных схем усилителей мощности. 3. Макетирование функциональной схемы оптимального варианта построения усилителя мощности. Методами исследования являются: 1. Анализ схемотехнических решений и результатов расчетов. 2. Макетирование усилителя и измерение его параметров. 3. Сравнение результатов полученных при расчёте и измеренных.
Содержание

ВВЕДЕНИЕ 12 1 АНАЛИЗ СХЕМ КЛЮЧЕВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 14 1.1. Вводные замечания 14 1.2. Схемы ключевых усилителей мощности 16 1.2.1. Общие замечания 16 1.2.2. УМ класса D с резистивной нагрузкой 18 1.2.3. УМ класса D с фильтровой нагрузкой 21 1.2.4. Ключевые УМ классов F и Fинв 26 1.2.5. УМ класса E 27 1.2.6. УМ с формами колебаний, обратными классу Е 32 1.2.7. УМ класса DE с фильтровой нагрузкой 32 1.2.8. УМ класса DE с резистивной нагрузкой 35 1.2.9. УМ класса EF 37 1.3. Новая классификация ключевых усилителей мощности 39 1.4 ПАТЕНТНЫЙ ПОИСК УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 46 1.4.1 ДВУХКАНАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ КЛАССА D 46 1.4.2 КЛЮЧЕВОЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 58 1.4.3 УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 63 1.4.4 МНОГОКАНАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ КЛАССА D 67 2 ИССЛЕДОВАНИЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЯ. 84 3 ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ 88 4 РАСЧЁТ УСИЛИТЕЛЯ 102 5 МАКЕТ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ 109 6 ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ МАКЕТА УСИЛИТЕЛЯ 110 7 СРАВНЕИЕ ПОЛУЧЕННЫХ РЕЗУЛЬТАТОВ 111 8 ЗАКЛЮЧЕНИЕ 112 БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 113 ПРИЛОЖЕНИЯ………………………………………………………………………..116
Список литературы

1. Войшвилло Г.В. Усилительные устройства. Учебник для вузов. 2-е издание, переработанное и дополненное. (Москва: Издательство «Радио и связь». Редакция литературы по радиотехнике, 1983г.) 2. Проектирование радиопередатчиков: Учебное пособие для вузов / Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2000. – 656 с. 3. Транзисторные генераторы гармонических колебаний в ключевом режиме / Под ред. И.А. Попова. – М.: Радио и связь, 1985. – 192 c. 4. Электронные, квантовые приборы и микроэлектроника / Под ред. Н. Д. Федорова. М.: Радио и связь, 2002. – 560 c. 5. Бруевич А.Н. Об оптимальных параметрах ключевого генератора с фильтрующим кон туром // Сб. Полупроводниковая электроника в технике связи. – Вып. 17. – М.: Связь, 1977. – С. 43–48. 6. Козырев В.Б., Шкварин В.В. Оптимальный режим однотактного ключевого генератора с формирующим контуром // Радиотехника. – 1982. – Т. 37, № 10. – С. 90–93. 7. Raab F.H. et al. Power amplifiers and transmitters for RF and microwave // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. – 2002. – Vol. 50, № 3. – P. 814–826. 8. Martin A.L. and Mortazawi A. A class-E power amplifier based on an extended resonance technique // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. – 2000. – Vol. 48, № 1. – P. 93–97. 9. Царьков А.Г. Исследование транзисторных ключевых генераторов с формирующим контуром (генераторов класса Е) в оптимальном режиме. Магистерская диссертация. – М., МТУСИ, 2004. 10. Ключевые усилители мощности./Под общ. Ред. А.А. Чернышова. –М.: Энергия, 1980.-176 с. 11. Алипов А.С., Козырев В.Б. Двухтактный ключевой генератор класса DE с Г- образным формирующим контуром // Деп. в ЦНТИ «Информсвязь» от 22.05 № 2187 – св. 2001. – С. 100–114. 12. Matsuo M., Suetsugu T., Mori S., Sasase I. Class DE current-source parallel resonant inverter // IEEE Transactions on Industrial Electronics. – 1999. – Vol. 46, № 2. – P. 242–248. 13. Albulet M. An exact analysis of class-DE amplifier at any output Q // IEEE Transactions on Circuits and Systems, Part I. – 1999. – Vol. 46, № 10. – P. 1228–1239. 14. Oshikawa S., Sekiya H., Lu J., and Yahagi T. Design of class DE amplifier with any output Q, any duty Ratio and switch on resistance // Proceedings of IEEE 2003 International Symposium on Circuits and Systems. – 2003. – Vol. 3. – P. 280–283. 15. D1008UK. Справочные данные [Электронный ресурс] – Режим доступа: http://trzrus.ru/rec/recany.htm?2../mosfethp.htm 16. Бачурин, В.В. Схемотехника устройств на мощных полевых транзисторах: Справочник / В.В. Бачурин, В.Я. Ваксенбург, В.П. Дьяконов и др.; Под ред. В.П. Дьяконова. – М.: Радио и связь, 1994. – 280 с. 17. Kazimierczuk, M. (2008). RF power amplifiers. Dayton, Ohio: A John Wiley and Sons. 18. Albulet, M. (2001). RF power amplifiers. Atlanta, GA: Noble Publishing. 19. EL7104. Intersil’s datasheet [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://www.farnell.com/datasheets/32537.pdf 20. HFBR-2526. Avago technologies datasheet [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://datasheet.octopart.com/HFBR-2526-Avago-datasheet-7267266.pdf 21. LT1016. Linear Technology datasheet [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/1016fc.pdf 22. 7805. Integral datasheet [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet_pdf/integral/7805.pdf 23. Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters (ERM); transmitting equipment for the Digital Radio Mondiale (DRM) broadcasting service; part 1: Technical characteristics and test methods. ETSI EN 302 245-1 V1.1.1. – European Telecommunications Standards Institute, 2005. 24. РПС45Т. Справочные данные [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://relays.ru/files/catalog/rps45.pdf 25. Алипов А.С. Исследование и разработка ключевых усилителей мощности для высокоэффективного СЧ передатчика цифрового радиовещания. Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук. - М., МТУСИ, 2006. 26. Albulet M. An exact analysis of class-DE amplifier at any output Q // IEEE Transactions on Circuits and Systems, Part I. – 1999. – Vol. 46, № 10. – P. 1228–1239. 27. Oshikawa S., Sekiya H., Lu J., and Yahagi T. Design of class DE amplifier with any output Q, any duty Ratio and switch on resistance // Proceedings of IEEE 2003 International Symposium on Circuits and Systems. – 2003. – Vol. 3. – P. 280–283. 28. Kee S.D., Aoki I., Hajimiri A., and Rutledge D. The сlass-E/F family of ZVS switching amplifiers // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. – 2003. – Vol. 51, № 6. – P. 1677–1690.
Отрывок из работы

1 АНАЛИЗ СХЕМ КЛЮЧЕВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 1.1. Вводные замечания Электронный УМ преобразует энергию постоянного тока, потребляемую от источника питания, в энергию выходного колебания. Управление преобразованием осуществляется посредством входного (возбуждающего) колебания УМ. Используемые в УМ физические принципы преобразования энергии и соответствующие им ЭП различны для разных диапазонов частот. На частотах до СВЧ включительно широко применяют БТ и ПТ, а также электровакуумные приборы с электростатическим управлением электронным потоком (триоды, тетроды, пентоды). На частотах выше СВЧ переходят к принципиально иным способам преобразования энергии – к динамическому управлению электронным потоком в электровакуумных приборах (клистронах, лампах бегущей волны и пр.), к регенеративному усилению с применением лавинно-пролетных диодов, диодов Ганна и др. Далее рассматриваются только транзисторные УМ. Можно выделить два основных способа преобразования энергии в УМ. При первом способе ЭП находятся попеременно в активном состоянии (нормальное активное состояние для БТ, состояние насыщения для ПТ)* и состоянии отсечки. Выходной ток ЭП слабо зависит от напряжения на его выходных электродах и определяется в первую очередь возбуждающим колебанием. В этом случае ЭП можно рассматривать как управляемый источник тока (УИТ). При втором способе ЭП работают в ключевом режиме, то есть находятся попеременно в открытом состоянии и в состоянии отсечки, и их можно рассматривать как ключи с малым остаточным сопротивлением. Перевод ЭП в ключевой режим достигается повышением величины возбуждающего колебания. Последнее определяет лишь моменты коммутации ЭП, которые наряду с параметрами выходной цепи УМ обусловливают форму и величину выходных тока и напряжения. Главная идея перехода к ключевому режиму заключается в резком снижении мощности, рассеиваемой в ЭП, что позволяет существенно повысить КПД и надежность УМ, снизить его массу и габариты. Так как в любой момент времени мгновенное значение либо тока через ЭП, либо напряжения на выходе ЭП равно нулю, то КПД ключевого УМ теоретически может быть сколь угодно близок к 100%, тогда как, например, КПД УМ класса В принципиально не превосходит предела в 78,5 %. Помимо того, ключевой режим работы УМ дает возможность уменьшить зависимость его характеристик от разброса параметров ЭП и от температуры окружающей среды. Известно много различных ключевых УМ. Рассматриваются схемы и разновидности режимов усилителей, особенности их работы при рассогласовании нагрузки, конструктивные достоинства и недостатки. В результате выявляются (и предлагаются новые) УМ, наиболее подходящие для построения передатчика, и формулируются задачи их исследования, которое проводится в последующих главах. Как известно, широко используется понятие класса работы УМ [10, 11, 16]. До изобретения транзисторов выделяли пять классов усилителей: А, AB, B, BC и C. В основе этого разделения лежала величина угла отсечки импульсов анодного тока лампы. Когда появление БТ, а затем ПТ открыло возможность эффективной реализации ключевых УМ, разработка технических решений в этой области естественно повлекла за собой введение обозначений новых классов, таких как D, E, F и др. Старый критерий угла отсечки здесь неприменим, так как различные в схемном и режимном отношении ключевые УМ работают с одними и теми же значениями угла отсечки. Поэтому классификация велась как по особенностям режима выходной цепи УМ, так и по ее схемотехническому построению, и во многом хаотично. К настоящему времени насчитывается уже более двух десятков разнообразных ключевых УМ, так что несовершенство их классификации приводит к терминологической путанице. Очевидна необходимость упорядочения классификации с учетом последних достижений в области ключевых УМ, что будет способствовать лучшему пониманию различных методов усиления и их мест в технике радиопередачи. 1.2. Схемы ключевых усилителей мощности 1.2.1. Общие замечания Прежде чем перейти к рассмотрению различных ключевых УМ, следует пояснить некоторые используемые в дальнейшем понятия. Можно выделить наиболее общие схемы построения УМ – однотактную, двухтактную с последовательным питанием ЭП по постоянному току, двухтактные с параллельным питанием (рисунок 1.1). В зависимости от эквивалентного импеданса нагрузки Zн(?) различают УМ с резистивной и с фильтровой (резонансной) нагрузкой [11]. В первом случае этот импеданс является постоянным и резистивным на всех гармониках рабочей частоты. Во втором случае он частотно-зависим, что достигается введением частотно- избирательных цепей, схематически показанных на рисунок 1.1 как выходной фильтр. Заметим, что выделение первой гармоники из спектра негармонического выходного колебания ЭП не обязательно предполагает использование фильтровой нагрузки в указанном смысле. Для этого может применяться и резистивная нагрузка в виде диплексера (см. ниже). Рисунок 1.1 – Общие схемы построения УМ: однотактная (а), двухтактная с последовательным питанием транзисторов (б), двухтактные с параллельным питанием (в, г). Непосредственно на выходе ЭП может еще включаться частотно-зависимый ФК, назначением которого является коррекция шунтирующего действия паразитных реактивностей выходной цепи ЭП (в первую очередь – выходной емкости). В определенных случаях ФК как самостоятельная физическая цепь может отсутствовать, реализуясь в прочих элементах схемы. Например, в схеме на рисунок 1.1 ,а емкость ФК, представляемого в виде Г-звена, может определяться исключительно выходной емкостью транзистора, а индуктивность ФК – «создаваться» за счет соответствующей расстройки выходного фильтра. Тем не менее и в таких случаях в целях классификации, а также при анализе работы УМ удобно оперировать понятием ФК. 1.2.2. УМ класса D с резистивной нагрузкой Ключевые УМ класса D с резистивной нагрузкой [11, 13] выполняются по однотактной схеме (рисунок 1.2,а) и по двум двухтактным схемам: с переключением напряжения (рисунок 1.2,б) и с переключением тока (рисунок 1.2,в). В УМ по схеме рисунок 1.2,б напряжение ИП попеременно прикладывается то к одному, то к другому ЭП – отсюда термин «переключение напряжения» (ПН). В УМ по схеме рисунок 1.2,в между двумя ЭП коммутируется ток ИП – отсюда термин «переключение тока» (ПТ). Когда необходимо получить в нагрузке гармонический ток, рассматриваемые УМ нагружают на диплексер – «вилку фильтров» ФНЧ и ФВЧ (или ПФ и РФ) [13], входной импеданс которой в идеальном случае постоянный и резистивный на всех гармониках рабочей частоты. Мощность первой гармоники поступает в нагрузку ФНЧ (или ПФ), а мощность высших гармоник рассеивается в дополнительном сопротивлении на выходе ФВЧ (или РФ). Энергию, выделяющуюся в этом сопротивлении, можно рекуперировать [20]. При относительной длительности открытого состояния транзистора ?tотк ? ?отк = ? эпюры тока ключа i и напряжения на ключе e во всех трех схемах имеют одинаковый, прямоугольный, вид, как показано на рисунок 1.2*. Следовательно, в этом случае совпадают и энергетические характеристики всех схем. Электронный КПД выходной цепи [13] равен ?э = 1/(1 + 2rотк/Rэк), где Rэк – эквивалентное сопротивление нагрузки для каждого из транзисторов: Rэк = Rн в однотактной схеме, Rэк = 2Rн в схеме ПН, Rэк = Rн/2 в схеме ПТ. КПД по первой гармонике [13] ?1 =(8/?2)?э ? 0,81?э. Поскольку пик-факторы напряжения на ключе и тока ключа низки (ПЕ = ПI = 2), то УМ класса D имеют наиболее высокий коэффициент использования ЭП по мощности сре ди всех УМ: ? = Р*н/(Еси максIс макс) = 0,25. Здесь Р*н – мощность в нагрузке в расчете на один транзистор, Еси макс и Iсмакс – максимальные (пиковые) значения напряжения сток-исток и тока стока. Если вместо Р*н подставить мощность первой гармоники Р*1, то получим коэффициент использования по первой гармонике ?1 = ?*?1 = 0,203 – также самый высокий среди всех УМ. * Здесь и далее временные зависимости даны в функции безразмерного времени ? = ?t. При их построении считается, что остаточное сопротивление открытого транзистора rотк равняется нулю. Рисунок 1.2. – Схемы УМ класса D с резистивной нагрузкой: однотактная (а), двухтактная ПН (б), двухтактная ПТ (в), мостовая (г). Эпюры тока ключа и напряжения на ключе При недокрытиях (?отк < ?) и перекрытиях (?отк > ?) работа рассматриваемых схем существенно различается [13]. Однотактная схема может работать как с недокрытиями, так и с перекрытиями. Двухтактная схема ПН не допускает работы с перекрытиями, поскольку при этом ИП замыкается через малое сопротивление последовательно включенных открытых транзисторов, и возникает значительный сквозной ток. В результате рассеиваемая в транзисторах мощность может резко возрасти, а КПД – упасть. В схеме ПТ, наоборот, недопустима работа с недокрытиями, поскольку когда оба транзистора закрыты, токи блокировочных дросселей текут через выходные емкости транзисторов, вызывая перенапряжения на их выходных электродах, и возможен пробой. Можно осуществить мостовое сложение мощностей двух однотактных УМ типа рисунок 1.2,а, получив двухтактную схему (рисунок 1.2,г), в которой допустимы недокрытия и перекрытия. Токи двух УМ суммируются в основной нагрузке Rн и вычитаются в балластном сопротивлении Rб. В однотактной схеме максимальные значения ?1 = 0,81 (считаем ?э =1) и ? = 0,25 достигаются при ?отк = ?. В двухтактных схемах ПН и ПТ отклонение ?отк от ? позволяет повысить КПД по первой гармонике. Уменьшение ?отк до 135° в схеме ПН или увеличение до 225° в схеме ПТ приводит к повышению ?1 с 0,81 до 0,92. Однако при этом падают коэффициенты использования – ? с 0,25 до 0,188 [13], а ?1 соответственно с 0,203 до 0,173. Рассмотрим достоинства и недостатки схем. Однотактный УМ по схеме рисунок 1.2,а предельно прост, однако при ?отк ? ? в спектре тока в нагрузке появляются четные гармоники. Так, при отклонении всего на (5…10)° относительный уровень второй гармоники составляет уже -(10…15) дБ [13]. В двухтактных УМ за счет симметрии схемы четные гармоники в нагрузке теоретически отсутствуют; практически уровень второй гармоники не выше -(15...20) дБ. (В мостовой схеме рисунок 1.2,г мощность четных гармоник, появляющаяся при ?отк ? ?, рассеивается в сопротивлении Rб). Преимуществом усилителя ПН по схеме рисунок 1.2,б является бестрансформаторное построение выходной цепи. Недостаток состоит в том, что исток «верхнего» транзистора не соединен с корпусом, что ведет к усложнению реализации цепи возбуждения этого транзистора. Данный недостаток исключается при выполнении УМ на транзисторах разного типа проводимости. Возможна также реализация такого УМ по схемам с параллельным питанием, как на рисунок 1.1 ,в, г. Однако в подобных схемах на частотах выше СЧ паразитные индуктивности трансформаторов Т и Т1, обеспечивающих по выходу транзисторов короткое замыкание на четных гармониках, приводят к появлению перенапряжений на транзисторах, что ухудшает характеристики УМ и может повлечь пробой транзисторов [21]. Схема ПТ характеризуется простотой возбуждения, но требует использования в выходной цепи широкополосного симметрирующего трансформатора, а также блокировочных дросселей, формирующих токи ключей. Достоинство двухтактной мостовой схемы, как указано выше, в том, что она позволяет работать при любых значениях ?отк. При этом, однако, требуется использование широкополосных трансформаторов. При рассогласовании нагрузки до заданного КБВн схема ПТ имеет наименьшую неравномерность мощности первой гармоники в нагрузке P1, а также в ней меньше всего могут возрасти потери в транзисторах Pс рас [13]. При этом, однако, заметно увеличиваются пиковые ток Iс макс и напряжение Еси макс на транзисторе. Меньше всего пиковый токтранзистора возрастает в однотактной схеме. В схеме ПН при рассогласовании нагрузки пиковое напряжение на транзисторе вообще не повышается, но по всем другим параметрам эта схема хуже. Основным недостатком всех УМ класса D с резистивной нагрузкой является низкий КПД по первой гармонике, и это существенно ограничивает практическое применение таких УМ в оконечных каскадах передатчиков. Кроме того, рассматриваемым УМ присущи КП, обусловленные влиянием выходных емкостей транзисторов. 1.2.3. УМ класса D с фильтровой нагрузкой В отличие от усилителей класса D с резистивной нагрузкой, рассматриваемые двухтактные УМ преобразуют потребляемую мощность в мощность первой гармоники в нагрузке без потерь мощности высших гармоник в дополнительном сопротивлении; КПД по первой гармонике равен электронному КПД и может быть близок к единице. УМ класса D с фильтровой нагрузкой строятся по двум дуальным схемам: с переключением напряжения и фильтром (ПНФ, рисунок 1.3,а) и с переключением тока и фильтром (ПТФ, рисунок 1.3,б). Показан простейший вариант, когда фильтром является в первом случае последовательный, а во втором – параллельный колебательный контур. В общем случае схема ПНФ нагружается на ПФ или ФНЧ, начинающийся с последовательной индуктивности, а схема ПТФ – на фильтр, начинающийся с параллельной емкости [11]. Основным режимом работы УМ ПНФ и ПТФ класса D является симметричный (?отк = ?). Эпюры тока ключа и напряжения на ключе в двух схемах для этого случая показаны на рисунок 1.3. При этом КПД выходной цепи в схеме ПНФ ?э = ?1 ? ? = 1/(1 + 2rотк/Rэк), а в схеме ПТФ ? = 1/(1 + ?2rотк/4Rэк) [13]. В схеме ПНФ пик-фактор напряжения на ключе ПЕ = 2, тока ключа ПI = ?; в схеме ПТФ, наоборот, ПЕ = ?, ПЕ = 2. Соответственно коэффициент использования транзисторов по мощности в обеих схемах ? = ?1 = 0,159. По аналогии с усилителями класса D с резистивной нагрузкой (п. 1.2.2), в схеме ПНФ неприемлем режим с перекрытиями, а в схеме ПТФ – недокрытиями. Укажем особенности их работы при отклонении от симметричного режима в допустимую сторону. В схеме рисунок 1.3,а при ?отк < ? требуется создать цепь для протекания контурного тока на интервалах недокрытия, когда оба транзистора одновременно закрыты. Если в усилителе используются БТ, то для этого может потребоваться обратное включение дополнительных диодов параллельно выходу транзисторов (рисунок 1.4,а) [11, 13]. При построении УМ на мощных МДПТ необходимость в этом отпадает, поскольку они сами содержат внутренний паразитный обратно включенный диод. В такой схеме по мере увеличения недокрытия возрастает ПI и ухудшается использование транзисторов по мощности; КПД не изменяется (если потери в диодах пренебрежимо малы) [13]. Рисунок 1.3. – Схемы УМ класса D c фильтровой нагрузкой: ПНФ (а) и ПТФ (б). Эпюры тока ключа и напряжения на ключе Рисунок 1.4.– Включение дополнительных диодов в УМ ПНФ (а) и ПТФ (б) класса D В схеме рисунок 1.3,б при ?отк > ? на интервалах перекрытия, когда два транзистора одновременно открыты, контур шунтируется их малым остаточным сопротивлением. При этом через них протекают токи блокировочных дросселей и контурный ток. В результате потери в транзисторах возрастают, и при больших перекрытиях они могут даже выйти из строя. Для исключения этих эффектов применяют прямое включение дополнительных диодов последовательно со стоковыми (коллекторными) выводами (рисунок 1.4,б) [11, 13]. По мере увеличения перекрытия в подобной схеме растет пик-фактор напряжения, снижается коэффициент использования и КПД (даже при отсутствии потерь в диодах) [13]. Приведенные рассуждения не учитывают влияние выходных емкостей транзисторов на режим и характеристики рассматриваемых усилителей, которое в двух схемах сказывается по-разному. В схеме ПНФ включение транзисторов происходит при напряжениях на них, равных напряжению питания, и выходные емкости обусловливают КП, величину которых можно примерно оценить по формуле. Важно заметить, что при ?отк < ? в схеме с диодами КП будут еще больше, так как при этом дополнительно появляются процессы перезаряда выходных емкостей через диоды в моменты открывания последних. Коммутативные потери пропорциональны рабочей частоте и ограничивают область применения УМ ПНФ класса D на современных транзисторах диапазонами до ВЧ. В схеме ПТФ при ?отк = ? включение транзисторов происходит при нулевом напряжении на них (рисунок 1.3,б), и КП нет. Поэтому такой усилитель может работать с высокой эффективностью на гораздо более высоких частотах, чем УМ ПНФ. (Например, в [23] сообщается о его экспериментальной реализации на частоте 900 МГц с использованием арсенид-галлиевых МЕП-транзисторов. При напряжении питания 3 В и выходной мощности 290 мВт КПД выходной цепи составляет 80%). Однако выходные емкости приводят к изменению формы импульсов тока стока (коллектора): на этапах, когда транзистор открыт, к меандру добавляется синусоидальная составляющая, вследствие чего увеличивается пик-фактор тока [24]. Если используется схема с диодами, то включение транзисторов происходит уже не при нулевом напряжении на выходных электродах, и в усилителе возникают КП, пропорциональные частоте, которые к тому же превышают КП в УМ ПНФ (без внешних диодов). Усилители класса D с фильтровой нагрузкой значительно более чувствительны к рассогласованию нагрузки, чем соответствующие УМ с резистивной нагрузкой. В усилителе ПНФ при рассогласовании появляются этапы, на которых ток транзисторов должен принимать отрицательные значения [13]. Если рассогласование имеет емкостной характер, то этап протекания отрицательного тока наступает в конце периода открытого состояния транзистора. В БТ из-за необходимости рассасывания заряда, накопленного в области базы, ток не может после положительного сразу принять отрицательное значение. Поэтому для пропускания отрицательного тока нужно включать внешние диоды, как при работе с недокрытиями. МДП-транзисторы сами содержат внутренний обратный диод, через который будет проходить отрицательный ток стока. Однако в конце этапа протекания отрицательного тока транзистор должен выключиться, то есть напряжение на нем должно скачкообразно увеличиться. В результате при восстановлении p-n перехода [9] может быть превышена максимально допустимая скорость нарастания обратного напряжения на нем, и МДПТ выйдет из строя. В усилителе ПТФ рассогласование нагрузки приводит к появлению на интервалах закрытого состояния транзистора таких этапов, когда напряжение на нем должно быть отрицательным [13]. Биполярный транзистор на этом интервале переходит в инверсное состояние, а в МДПТ открывается обратный диод. В обоих случаях происходит шунтирование контура, и для устранения этого эффекта в ветвях стоков (коллекторов) включают диоды, как при работе с перекрытиями. При этом, как указано выше, возникают КП. Даже без учета процессов, связанных с выходными емкостями и внутренними диодами МДПТ, УМ класса D с фильтровой нагрузкой при рассогласовании до КБВн менее 0,7 теоретически имеют худшую энергетическую эффективность, чем усилители с резистивной нагрузкой. Практически при КБВн < 0,7 КПД этих УМ может быть даже меньше, чем КПД по первой гармонике усилителей с резистивной нагрузкой [13]. Достоинства и недостатки УМ класса D с фильтровой нагрузкой, связанные с особенностями их конструктивного исполнения, такие же, как и у аналогичных им УМ класса D с резистивной нагрузкой – ПН и ПТ. 1.2.4. Ключевые УМ классов F и Fинв Ключевые УМ классов F и Fинв – это однотактные УМ, в которых реализованы такие же формы выходных колебаний, как в двухтактных УМ ПНФ и ПТФ класса D (см.рисунок 1.3). Их следует отличать от полигармонических УМ классов F и Fинв, близких им по идее частотной настройки выходной цепи, но ЭП в которых работают не как ключи, а как УИТ [16, 17]. Для получения форм колебаний, показанных на рисунок 1.3, в однотактных схемах необходима специальная настройка выходной цепи, создаваемая посредством введения в нее либо четвертьволновых отрезков длинных линий [11], либо дополнительных резонансных цепей (последние могут реализовываться в выходном фильтре передатчика). Так как в меандрах напряжения нет четных гармоник рабочей частоты, а в косинусоидальных импульсах тока с углом отсечки 90° – высших нечетных, то в ключевом УМ класса F по выходу транзистора должны обеспечиваться короткое замыкание (КЗ) на четных и холостой ход (ХХ) на высших нечетных гармониках. Одна из возможных схем осуществления такой настройки показана на рисунок 1.5,а. Фильтр обеспечивает ХХ по всем высшим гармоникам, но четные гармоники закорачиваются короткозамкнутым отрезком линии. В однотактном УМ класса Fинв, исходя из эпюр рисунок 1.3,б, требуется обеспечить по выходу транзистора КЗ на высших нечетных и ХХ на четных гармониках. Пример реализации такой настройки дан на рисунок 1.5,б. Дополнительный LдСд-контур настроен на рабочую частоту. С его помощью на этой частоте создается КЗ по выходу отрезка линии, последний тогда эквивалентен разрыву цепи, и первая гармоника тока поступает в нагрузку. На высших нечетных гармониках четвертьволновый отрезок создает эквивалентное КЗ, так как его выход оказывается разомкнутым. Рисунок 1.5.– Примеры схем ключевых УМ класса F (а) и класса Fинв (б) Охарактеризованные выше особенности работы двухтактных УМ класса D с фильтровой нагрузкой свойственны и их однотактным аналогам классов F и Fинв. Нужно лишь отметить, что КП в УМ класса F будут вдвое меньше, чем в УМ ПНФ класса D, так как связаны только с разрядом (но не с зарядом) выходной емкости. Достоинство рассмотренных однотактных УМ в том, что они (особенно усилитель класса Fинв) позволяют получить достаточно высокий КПД по первой гармонике при простоте реализации входной цепи и бестрансформаторном построении выходной. Их главный недостаток – узкодиапазонность, а также то, что на частотах ниже ОВЧ геометрическая длина отрезков линий становится неприемлемо большой для практического исполнения. 1.2.5. УМ класса E Усилители класса Е позволили решить проблему КП, обусловленных в первую очередь влиянием выходной емкости транзисторов. Схема и режим выходной цепи УМ класса Е выбираются так, чтобы в момент включения транзистора напряжение на выходной емкости и производная напряжения (или, что то же самое, ток емкости) были равны нулю. Первое условие означает, что равняется нулю энергия в выходной емкости, и КП отсутствуют. Переключение при нулевом напряжении способствует также снижению потерь из-за работы транзистора в активной области. Второе условие не является необходимым для исключения КП, и, как показано для простой модели транзистора в виде ключа, теоретически не соответствует максимальному КПД, который можно получить при заданном транзисторе. Однако невыполнение этого условия означает появление в работе транзистора этапов, когда напряжение на нем должно быть отрицательным, или же этапов протекания через него отрицательного тока. При этом энергетические характеристики реального УМ ухудшаются, и, кроме того, для обеспечения таких режимов может потребоваться включение в выходную цепь дополнительного диода . Наконец, как утверждается в [16], переключение при нулевом токе дает возможность минимизировать потери мощности при усилении колебания, модулированного по частоте или фазе, а также влияние разброса параметров элементов схемы на режим выходной цепи. Указанный режим назовем «переключением при нулевых напряжении и токе» (ПННТ). Различные схемы однотактных УМ класса Е с резистивной нагрузкой и с фильтровой нагрузкой, представленной здесь простейшими резонансными контурами, [11, 13] показаны на рисунок 1.6. В выходную цепь вводится ФК, Г-образный (рисунок 1.6,а, в, д) или параллельный (рисунок 1.6,б, г). (Усилители класса Е можно строить и по двухтактным схемам, вводя ФК в состав обоих плеч [11]). Емкость ФК включает в себя выходную емкость транзистора. На интервале времени, когда транзистор закрыт, режим цепи определяется переходным процессом в ФК. Значения элементов ФК выбираются так, чтобы в момент включения транзистора выполнялись условия ПННТ. Поэтому УМ класса Е по своему существу узкодиапазонны – при смене рабочей частоты для сохранения режима ПННТ требуется изменять параметры ФК. Практически высокие энергетические показатели УМ с неперестраиваемым ФК сохраняются при коэффициенте перекрытия по частоте не более 1,2…1,3 [11]. Формы напряжения на ключе во всех УМ на рисунок 1.6 примерно сходны, а формы тока ключа различаются, имея вид отрезков экспоненты, треугольных импульсов, отрезков синусоиды и (в двух последних схемах) отрезков синусоиды с дополнительной линейной составляющей. Для всех УМ класса Е характерен высокий пик-фактор одновременно по току и по напряжению и, как следствие, низкое использование транзисторов по мощности, ? ? 0,1. Величнны ПЕ, ПI, ? в различных УМ класса Е, определенные по данным [37], сведены в табл. 1. Усилители класса Е могут работать при различных значениях ?отк, но обычно выбирают ?отк = ? [11]. При бoльших величинах ?отк возрастает ПЕ, поэтому при полном использовании транзистора по напряжению приходится снижать питающее напряжение и, следовательно, мощность УМ. При меньших ?отк увеличивается ПI, что ведет к росту рассеиваемой в транзисторах мощности, а также при ограничении на максимально допустимый ток стока аналогично ведет к снижению мощности УМ. Что касается коэффициента использования по мощности, то в диапазоне ?отк = 180 ± 50° он меняется незначительно.
Не смогли найти подходящую работу?
Вы можете заказать учебную работу от 100 рублей у наших авторов.
Оформите заказ и авторы начнут откликаться уже через 5 мин!
Похожие работы
Служба поддержки сервиса
+7(499)346-70-08
Принимаем к оплате
Способы оплаты
© «Препод24»

Все права защищены

Разработка движка сайта

/slider/1.jpg /slider/2.jpg /slider/3.jpg /slider/4.jpg /slider/5.jpg